我認為為了穩定甚至是簡單起見，我將嘗試使用兩個電容器。 （不過，在定時導通期間，我經常使用帶有一個電容器的MOSFET + BJT，在這種情況下，MOSFET + RC對於保持RC時序假設至關重要。）其中之一是確保一致的上電狀態。 / p>

但是也許是這樣？

^{模擬該電路 –使用 CircuitLab sup>}

是的，這是一個高端開關。但是，您可以輕鬆地執行更改以使其成為低端開關。 （對我來說，以相反的極性更快速地將其寫出來只是比較容易。）

上電+初始靜態狀態

最初，在加電時，\ $ C_1 \ $和\ $ C_2 \ $都尚未充電，因此\ $ C_2 \ $最初使\ $ Q_2 \ $的基礎保持接地並且 OFF 。同時，\ $ C_1 \ $可能會開始充電，因為它沒有連接到\ $ Q_1 \ $的基座（瞬時開關，對嗎？），但這取決於\ $ Q_1 \ $的狀態，這是由於通過\ $ R_5 \ $，\ $ R_4 \ $和\ $ R_6 \ $的路徑實際上被拉到 ON （不涉及電容器延遲）。因此，上電條件是可靠的：\ $ Q_1 \ $ ON 和\ $ Q_2 \ $ OFF 。同樣，在此狀態下，\ $ Q_1 \ $ ON 處於啟用狀態，\ $ C_1 \ $和\ $ C_2 \ $都“靠近地面”。

在\ $ Q_2 \ $ OFF 上電的情況下，正確設計的電路默認情況下也應關閉 LOAD 的電源，因為現在\ $ R_5 \ $可以隨意拉起\ $ Q_3 \ $的基數，並保持 OFF 不變。我認為這是期望的行為。

（這假設電流通過\ $ R_5 \ $，\ $ R_4 \ $和\ $ R_6 \ $到達\ $ Q_1 \ $的基數不足以導致\ $ R_5上的電壓降當然，\ $會使\ $ Q_3 \ $ ON 接通，這很容易實現，因為\ $ Q_1 \ $的集電極僅吸收由\ $ R_3決定的很小的電流。 \ $，因此不需要通過\ $ R_5 \ $產生較大的基極電流[很容易避免將\ $ Q_3 \ $ ON 打開。]當\ $ Q_3 \ $變為 ON ，當然，\ $ Q_2 \ $的集電極必須吸收所有必需的\ $ Q_3 \ $基本電流，這將導致\ $ R_5 \ $兩端的電壓降。） >

只有在\ $ C_1 \ $和\ $ C_2 \ $兩端的電壓很小的情況下，靜態狀態才能到達（基本上，無論是\ $ V _ {\ text {CE} _ \ text {SAT}} \ $ \ $ Q_1 \ $允許，但不能超過此值。）因此，兩個電容器均保持放電才能啟動，並且\ $ Q_1 \ $處於 ON 狀態（因為路徑到\ $ R_5 \ $，\ $ R_4 \ $和\ $ R_6 \ $）和\ $ Q_2 \ $是 OFF 。

第一次狀態更改

第一次按下瞬時開關時，放電的\ $ C_1 \ $立即在\ $ Q_1 \ $的基礎上下拉，導致\ $ Q_1 \ $關閉 OFF （暫時。）暫時使用\ $ Q_1 \ $ OFF ，\ $ R_3 \ $和\ $ R_2 \ $會將\ $ C_2 \ $充電到所需的\ $ V_ \ text {BE} \ $的飽和狀態（ ON ）\ $ Q_2 \ $。因此，\ $ Q_2 \ $現在打開 ON 並通過\ $ R_6 \ $在\ $ Q_1 \ $的基礎上向下拉。儘管瞬時開關處於接合狀態，這仍可以保持\ $ Q_1 \ $ OFF 。另外，在\ $ Q_2 \ $ ON 的情況下，現在通過\ $ R_5 \ $和\ $ R_4 \ $汲取了足夠的電流，使得\ $ R_5 \ $上的壓降導通了\ $ Q_3 \ $，現在 LOAD 已啟動。

釋放瞬間時，\ $ Q_1 \ $保持 OFF ，因為\ $ Q_2 \ $是 ON 並保持\ $ Q_1 \ $ OFF 通過\ $ R_6 \ $。另外，一旦發布，\ $ C_1 \ $現在可以通過\ $ R_3 \ $和\ $ R_1 \ $向上收費。該電壓必須設計使之足夠（例如，超過\ $ 800 \：\ text {mV} \ $），以便在再次閉合瞬時開關時，\ $ Q_1 \ $ on>（與此時\ $ C_1 \ $大部分被放電並變成\ $ Q_1 \ $ OFF 時相反）

因此，在\ $ Q_3 \ $處於 ON 狀態（並且 LOAD 供電）的情況下，您要確保跨\ $ R_3 \ $的電壓降（當為飽和的\ $ Q_2 \ $提供基本電流時）會留下足夠的電壓，以使\ $ C_1 \ $在從該節點通過\ $ R_1 \ $充電時將具有足夠高的電壓。

第二狀態更改

這時，再次重新連接瞬時開關時，\ $ C_1 \ $的充電量高於打開\ $ Q_1 \ $ 所需的電量。現在，這樣做會導致\ $ Q_1 \ $接通 並使其收集器被拉下片刻，因此釋放\ $ C_2 \ $並斷開\ $ Q_2 \ $ OFF ，將事務狀態恢復到開機時的狀態。

設計說明

我沒有提供任何價值。這是因為它們取決於您 LOAD 的當前要求以及您未提供的許多其他詳細信息。但是上面的一般方法可以很容易地適應大多數情況。這只是一個逐步的過程。您的 LOAD 代表一定的電流，需要一定的基本電流和\ $ V_ \ text {BE} \ $壓降。該基本電流在 ON 時為\ $ Q_2 \ $設置集電極電流。這本身需要通過分壓器\ $ R_2 \ $和\ $ R_3 \ $為\ $ Q_2 \ $提供不同的基本電流。分壓器節點電壓必須高於打開\ $ Q_1 \ $ 所需的電壓，這樣有助於確定它們的相對值。設置所有電阻值還有其他細節。但是當您仔細研究設計細節時，它們往往會掉出來。

此外，瞬時開關可能會跳動。因此，您還需要擔心對開關進行反跳操作。進行轉換需要一個最小的脈衝寬度（由電阻和電容器的選擇來設置。）您可以輕鬆安排它，以使其忽略狹窄的開關脈衝，並需要“足夠長的”保持時間才能進行轉換和触發行動。

也可以使以上所示的拓撲與MOSFET一起使用：

^{模擬該電路 sup>}

在上述情況下，\ $ R_3 \ $可以做得非常大，這可以大大減少開關 OFF 狀態的靜態電流（保持）。 （電路仍然取決於\ $ Q_1 \ $為 ON 和\ $ Q_2 \ $為 OFF ，當處於靜態/關閉狀態時，這意味著您的電源電壓將在此狀態下跨越\ $ R_3 \ $。）

在極低的集電極電流下，電路細節（例如，寄生效應和\ $ Q_2 \ $的飽和beta惡化）將成為限制。我想說，沒有這些考慮因素，可以很容易地實現大約\ $ 10 \：\ mu \ text {A} \ $的設計。而且經過深思熟慮，他們所得到的可能更少了。

當前，C1在Q3接通之前從0-Q3Vbe充電，但僅需要放電50-100mV即可關斷Q3。這使切換非常不對稱。

用P-chan FET替換Q3，以允許C1充電到更高的電壓。現在它具有從0-VGS（th）的RC延遲和從V +-VGS（th）的放電。如果VGS（th）約為電源的一半，則佔空比將接近50％。

假設您要切換5V電源的開/關，那麼任何VGS（th）約為2.5V的FET都是可以的...也許像 TP2104之類的東西很合適。>

如果您真的想確保佔空比為50％，則需要一個可靠的觸發閾值點。輕鬆完成，但肯定會更複雜。

該問題基本上與Jack Creasey指出的方向有關。我僅通過用LTSpice模擬電路找到了解決方案。以下所述適用於我選擇的8伏工作電壓。

1. 除了C1確實從0充電到V（BE，Q3）的初始階段外，如果按住按鈕不放，C1的電壓只會在V（BE，Q3）〜0.8伏附近輕微振盪。地電位（GND）在0至8伏之間（矩形）振盪。這是我要對稱振蕩的模式。

2. 當C1放電時（MOSFET Q1關斷時就是這種情況），電流基本上採用兩條路徑：a）經過R4，然後經過R3 + R5和RLOAD，對於較小的RLOAD而言，其主要值為〜R4， b）在Q3的基極-發射極二極管上，該二極管的電流最初很大，但是隨著C1的放電越來越大而呈指數下降。因此Q3幾乎對排放C1毫無貢獻，實際上是R4的全部業務

3. 因此，如果輸出接地電勢（GND）處於〜0V，則C1 會通過R4向充電，該電壓由電壓8-8 = 7.2V驅動，即I = 7.2V / 1MOhm = 7.2 uA 。另一方面，如果GND為+ 8V，則C1 在R4上再次對放電，但這一次是由電壓0.8V驅動的，即I = 0.8V / 1MOhm = 0.8 uA。因此，放電幾乎比充電慢10倍（除了短的Q3基極電流尖峰）！因此，佔空比接近50％也就不足為奇了。

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我的解決方案是引入一個與C1並聯的附加電阻R6 = 250 kOhm。因此，如果GND = + 8V，則放電 C1現在超過R4 ||。 R6 = 200 kOhm，即I（C1）= 0.8V / 200kOhm = 4 uA。另一方面，當charging C1時，流經R4的電流分為流經C1的電流和流經R6的附加電流I = 0.8 / 250 kOhm = 3.2 uA，因此流經C1的電流只能為I（C1）= 7.2 uA- 3.2 uA = 4 uA。因此，通過引入R6，我確保了充電和放電的速率相同（至少對於實際發生的V（C1）的小振盪）。

仍然很難看的是通過Q3的基極電流尖峰，這會引起一些非線性。我通過引入與充電電阻R4數量級相同的基極電阻R8來解決這一問題，即R8 = 1MOhm。

PS：，同時，我對靜態電流進行了非常粗略的測量（斷開電池後，電解電容器的部分放電），這給了我<5 nA，在我看來，這是相當不錯的（還考慮到它是麵包板製造的） 。不知道其中有多少是由於電容器本身內部的洩漏引起的，所以這是一個上限。 PS end

下面的圖片顯示了LTSpice仿真。可以看到，通過C1（紅色曲線）的電流現在在0 uA附近對稱，並且正如預期的那樣，其幅度約為4 uA。相應地，輸出GND的佔空比約為50％（藍色曲線）。按住t = 2s（綠色曲線）按鈕。





最後-瞧！ -正常使用情況，即通過短按按鈕來切換輸出地電位GND（而不是將按鈕保持在按下狀態並自動打開/關閉GND，這是“濫用”情況）。